传感器结温 「原创」什么是IGBT，其热阻和结温是如何计算？

「原创」什么是IGBT，其热阻和结温是如何计算？

IGBT(绝缘栅双极型晶体管），是由 BJT(双极结型晶体三极管) 和 MOS(绝缘栅型场效应管) 组成的复合全控型-电压驱动式-功率半导体器件,其具有自关断的特征。简单讲，是一个非通即断的开关，IGBT没有放大电压的功能，导通时可以看做导线，断开时当做开路。IGBT融合了BJT和MOSFET的两种器件的优点，如驱动功率小和饱和压降低等。

IGBT模块是由IGBT与FWD（续流二极管芯片）通过特定的电路桥接封装而成的模块化半导体产品，具有节能、安装维修方便、散热稳定等特点。

IGBT是能源转换与传输的核心器件，是电力电子装置的“CPU” 。采用IGBT进行功率变换，能够提高用电效率和质量，具有高效节能和绿色环保的特点，是解决能源短缺问题和降低碳排放的关键支撑技术。

IGBT是以GTR为主导元件，MOSFET为驱动元件的达林顿结构的复合器件。其外部有三个电极，分别为G-栅极，C-集电极，E-发射极。

在IGBT使用过程中，可以通过控制其集-射极电压UCE和栅-射极电压UGE的大小，从而实现对IGBT导通/关断/阻断状态的控制。

1）当IGBT栅-射极加上加0或负电压时，MOSFET内沟道消失，IGBT呈关断状态。

2）当集-射极电压UCE＜0时，J3的PN结处于反偏，IGBT呈反向阻断状态。

3）当集-射极电压UCE＞0时，分两种情况：

②若栅-射极电压UGE＜Uth，沟道不能形成，IGBT呈正向阻断状态。

②若栅-射极电压UGE＞Uth ，栅极沟道形成，IGBT呈导通状态（正常工作）。此时，空穴从P+区注入到N基区进行电导调制，减少N基区电阻RN的值，使IGBT通态压降降低。

IGBT各世代的技术差异

回顾功率器件过去几十年的发展，1950-60年代双极型器件SCR,GTR,GTO，该时段的产品通态电阻很小；电流控制，控制电路复杂且功耗大；1970年代单极型器件VD-MOSFET。但随着终端应用的需求，需要一种新功率器件能同时满足：驱动电路简单,以降低成本与开关功耗、通态压降较低，以减小器件自身的功耗。1980年代初,试图把MOS与BJT技术集成起来的研究，导致了IGBT的发明。

1985年前后美国GE成功试制工业样品（可惜后来放弃）。自此以后， IGBT主要经历了6代技术及工艺改进。

从结构上讲，IGBT主要有三个发展方向：

1）IGBT纵向结构：非透明集电区NPT型、带缓冲层的PT型、透明集电区NPT型和FS电场截止型；

2）IGBT栅极结构：平面栅机构、Trench沟槽型结构；

3）硅片加工工艺：外延生长技术、区熔硅单晶；

其发展趋势是：①降低损耗 ②降低生产成本

总功耗＝ 通态损耗 (与饱和电压 VCEsat有关)+开关损耗 (Eoff Eon)。同一代技术中通态损耗与开关损耗两者相互矛盾,互为消长。

IGBT模块按封装工艺来看主要可分为焊接式与压接式两类。高压IGBT模块一般以标准焊接式封装为主，中低压IGBT模块则出现了很多新技术，如烧结取代焊接，压力接触取代引线键合的压接式封装工艺。

随着IGBT芯片技术的不断发展，芯片的最高工作结温与功率密度不断提高， IGBT模块技术也要与之相适应。未来IGBT模块技术将围绕 芯片背面焊接固定 与 正面电极互连 两方面改进。模块技术发展趋势：

IGBT的主要应用领域

作为新型功率半导体器件的主流器件，IGBT已广泛应用于工业、 4C(通信、计算机、消费电子、汽车电子)、航空航天、国防军工等传统产业领域，以及轨道交通、新能源、智能电网、新能源汽车等战略性新兴产业领域。

1）新能源汽车

IGBT模块在电动汽车中发挥着至关重要的作用，是电动汽车及充电桩等设备的核心技术部件。IGBT模块占电动汽车成本将近10%，占充电桩成本约20%。IGBT主要应用于电动汽车领域中以下几个方面：

A）电动控制系统 大功率直流/交流(DC/AC)逆变后驱动汽车电机；

B）车载空调控制系统 小功率直流/交流(DC/AC)逆变，使用电流较小的IGBT和FRD；

C）充电桩 智能充电桩中IGBT模块被作为开关元件使用；

2）智能电网

IGBT广泛应用于智能电网的发电端、输电端、变电端及用电端：

3）轨道交通

IGBT器件已成为轨道交通车辆牵引变流器和各种辅助变流器的主流电力电子器件。交流传动技术是现代轨道交通的核心技术之一，在交流传动系统中牵引变流器是关键部件，而IGBT又是牵引变流器最核心的器件之一。

IGBT国内外市场规模

2015年国际IGBT市场规模约为48亿美元，预计到2020年市场规模可以达到80亿美元，年复合增长率约10%。2014年国内IGBT销售额是88.7亿元，约占全球市场的1∕3。预计2020年中国IGBT市场规模将超200亿元，年复合增长率约为15%。

从公司来看，国外研发IGBT器件的公司主要有英飞凌、 ABB、三菱、西门康、东芝、富士等。中国功率半导体市场占世界市场的50%以上，但在中高端MOSFET及IGBT主流器件市场上，90％主要依赖进口，基本被国外欧美、日本企业垄断。

国外企业如英飞凌、 ABB、三菱等厂商研发的IGBT器件产品规格涵盖电压600V-6500V，电流2A-3600A，已形成完善的IGBT产品系列。

英飞凌、 三菱、 ABB在1700V以上电压等级的工业IGBT领域占绝对优势；在3300V以上电压等级的高压IGBT技术领域几乎处于垄断地位。 在大功率沟槽技术方面，英飞凌与三菱公司处于国际领先水平。

西门康、仙童等在1700V及以下电压等级的消费IGBT领域处于优势地位。

尽管我国拥有最大的功率半导体市场，但是目前国内功率半导体产品的研发与国际大公司相比还存在很大差距，特别是IGBT等高端器件差距更加明显。核心技术均掌握在发达国家企业手中，IGBT技术集成度高的特点又导致了较高的市场集中度。 跟国内厂商相比，英飞凌、 三菱和富士电机等国际厂商占有绝对的市场优势。形成这种局面的原因主要是：

中国功率半导体产业的发展必须改变目前技术处于劣势的局面，特别是要在产业链上游层面取得突破，改变目前功率器件领域封装强于芯片的现状。

总的来说，在技术差距方面有：高铁、智能电网、新能源与高压变频器等领域所采用的IGBT模块规格在6500V以上，技术壁垒较强；IGBT芯片设计制造、模块封装、失效分析、测试等IGBT产业核心技术仍掌握在发达国家企业手中。

近几年中国IGBT产业在国家政策推动及市场牵引下得到迅速发展，已形成了IDM模式和代工模式的IGBT完整产业链，IGBT国产化的进程加快，有望摆脱进口依赖。

受益于新能源汽车、轨道交通、智能电网等各种利好措施，IGBT市场将引来爆发点。希望国产IGBT企业能从中崛起。

二、如何理解IGBT的热阻和热阻抗？

热阻和热阻抗的重要性

随着功率器件封装逐渐面向大电流、小型化，产品的散热性能显得尤为重要。热设计在IGBT选型和应用过程中至关重要，关系到模块应用的可靠性、损耗以及寿命等问题，而模块的热阻和热阻抗是系统散热评估环节必不可少的参数。如从性价比角度考量，不同的散热平台对IGBT的热阻要求也会不同。我们不可能为了追求散热效果的极致去使用很贵的材料，也不可能为了获得便宜的价格而选用散热性能非常差的材料，一般合理的方式是根据自身的需求选择最适合自己的方案。下面我们就结合热阻的定义，模块的结构等几个方面分别进行介绍。

模块的材料结构及其热特性

要了解模块的散热特性，首先我们要对模块的结构以及材料特性要有个大概的认识。目前市场上的主流模块主要分为有铜底板模块和无铜底板模块，其结构和散热路径见图1。

图1 有铜底板和无铜底板模块结构

任何材料都有其特定的导热性，举个简单的例子，木质和塑料等绝缘体的导热性较差而铜和铝等金属材料的导热特性较好，那么我们怎么去量化这个特性呢？这里我们要引入导热系数或称之为导热率的概念。介质传输热能的能力定义为导热系数λ。因为导热系数是介质特定的特性，所以某种材料的导热系数在一定温度范围内可以看作是一个常数。

介质除了有传热的特性还有储存热量的特性，我们称为热容，热容就像电容一样，用物理术语描述成储存能量的能力，我们可以把电容和热容做类比。电容Ce 表示电荷Q和电压U之间的关系，而热容Cth表示热量Qth和T之间的关系，如图2所示。换句话说热容可以描述为热量变化与温差的比值。

图2 热容和电容的等效比较

热容Cth与比热容C存在着特定的关系。根据比热容c的物理定义，它指单位质量的某种物质升高或下降单位温度所吸收或放出的热量。其国际单位制中的单位是焦耳每千克开尔文[J/( kg·K )]，即令1公斤的物质的温度上升1开尔文所需的能量。如知道该物质的密度还可把单位转换为J/(m³*K)。如果我们用c来表示比热容可以用以下公式表述, 其中m为重量。

c= ∆Qth/(m*∆T)，那么经简单变换，热容Cth可表达为 Cth=c*m=c*V*ρ，其中V为体积，ρ为相对密度，其单位为[J/K]。

表1是和模块相关的一些材料的热特性参数。对于传统的模块，一般芯片的材料为硅，陶瓷基板（DBC）的材料为Al2O3或ALN，底板的材料为铜，散热器的材料为铝。

表1 和模块相关材料的热特性参数

图3显示了一个无底板模块在没有其他热干扰的情况下，不同散热分层的温度传导分布，这里我们可以看到每层的热传导和热流过的面积。在一维模型中，较薄的铜层会取得较小的热阻，但在真实的三维模型中，我们会看到热扩散能力较弱，热阻Rth反而会加大。有较厚金属层的DCB基板对热扩散有好处，但它增加了基板本身的热应力。

要知道热传导性并不仅仅取决于某一层材料的特性，而且同相邻层材料特性也有密切关系。为了使热量通过导热性不好的层，必须建立一个相应高的势能差(温差)。这就要求它上面必须是导热能力好的层，以增加交叉传导。

图3 无底板模块每层的散热和典型的曲线

热阻以及在模块中的定义

由以上分析可知材料的导热特性直接决定了其散热能力，如果已知介质横截面积A和厚度d，就可以得到热阻Rth，其单位是K/W。

图4 热阻相关因素

假设功耗用Pth表示，由热传导定律我们可以得到Pth=(λ*A*∆T)/d，这样我们最终就得到Rth= ∆T/Pth 。

一般我们用Tj来表示IGBT芯片的结温，Tc表示模块的铜底板壳温，Ts (TH)表示散热器的温度，Rth(j-c)表示结到壳的热阻，Rth(c-s)表示壳到的散热器的热阻。壳温Tc是以芯片正下方的铜底板底面位置点作为参考，而对于无铜底板的模块我们一般不定义壳温，原因是很难可靠测量该点的温度。散热器温度的定义方式有二种，见图5，方法一是以散热器表面离芯片最近、最热的一点作为参考，该点一般是紧贴模块边缘的某点。方法二是以芯片正下方、离散热器表面2mm下方的位置为参考点。这二种定义方法各有优缺点，方法一的∆T和Rth(c-s)1会较大，其优点是易于测量和检测，但是他的精度对散热器的依赖较大，易受外部散热条件的影响，而方法二的测量和检测精度会比较高，但是实际应用中不易检测。在计算损耗的过程中一定要搞清楚其具体的定义方式，以防出现较大的误差。

图5 IGBT模块的温度和热阻定义点

实际应用中模块内部可能是由多芯片并联组成，每个芯片对应点的温度都会有差异，因此我们一般会采用多点测量取平均值的方式定义Tc和Ts（方法2），如图6所示。

图6 IGBT多芯片并联的温度测量点

下表是根据IEC标准对多芯片并联温度测量点的总结：

通过上面的测量和定义方式我们便可以根据损耗计算出模块的实际热阻值，Rth(j-c) (结到壳的热阻)、Rth(c-s) (壳到散热器的热阻) 和Rth(j-s) (结到散热器的热阻)。表2根据IEC60747-15 [4]*的标准对各热阻做了非常清晰的定义：

热耦合对热阻的影响

热耦合影响的程度取决于发热芯片之间的距离、层的厚度以及每层的热传导率。通常如果芯片之间的距离小于3mm，热耦合的效应一般就不能被忽略。对于模块来讲主要热耦合产生在芯片下方导热率比较高的各层，特别是对于较厚的铜底板，它的热耦合效应要大于其他各层。

图7的测量1和测量2分别只测量单个IGBT和二极管的温度，因此没有热耦合效应。但实际的应用往往是多个IGBT和二极管芯片同时工作，每个芯片之间都会从各个方向互相加热形成热耦合。由实际测试可知热耦合后的温度要高于没有热耦合的温度（见图7右图）。

图7 热耦合

下面我们用一个实际测试的案例来量化热耦合的影响程度，图8是基于单桥臂IGBT模块的测试结果，红色方框所示为上管，紫色框内所示为下管。我们可以看出上下管同时工作的温差要比单个上管工作的温度最大高出10度。以壳到散热器为例，单个上管工作的温差为18度，如上下管同时导通温差达到近28度，热阻值高出原有值35%之多。

图8 测试热耦合的影响

模块的壳到散热器的热阻Rth(c-s)M计算

如果我们只对单个IGBT或二极管的Rth(c-s)定义，往往在计算Rth(c-s)M时热耦合效应会被忽略，假如我们用Rth(c-s)I表示单个IGBT的热阻，Rth(c-s)D表示单个二极管的热阻值, n表示模块中开关管的数量，在理想情况下我们可以用以下公式计算出理论Rth(c-s)M值。

一般只有当开关管和开关管之间的距离大于3~4倍“芯片到散热器”（一般15到20mm）的厚度时我们才可以使用理论的公式计算，但实际这样的条件很难达到。

由于热耦合效应和芯片的间距、铜底板厚度有密切相关性，所以我们可以用以下经验公式来推到热耦合后导的Rth(c-s)M值。

如果使用的导热硅脂参数和厚度不一样，最终Rth(c-s)M的数值也会有所差异，这里就不再详述了，一般模块的规格书中都会注明导热硅脂的相关参数。

热阻抗

上面我们讨论了热阻Rth的相关定义和测量，都是基于稳态的特性。实际应用中我们还要考虑热阻的动态效应。利用热阻Rth和热容Cth可以构建一个类似RC低通电路的热模型，可以用瞬态热阻或热阻抗Zth来表示这种模型。我们以散热器为例从物理角度进行简单的说明。散热器一般都是铝制品，具有良好的导热性和散热性，因此热阻非常低。然而即使有稳定的热源，由于热容效应，也需要一段时间才能把整个散热器加热，散热器的热容量越大，需要加热的时间就越长。而散热器可以存储的能量是有限的，一旦存储量达到最大值，散热器就达到了一个相对最大温度，如果撤销热源，散热器存储的能量就会释放，这和电容充电是完全一样的道理，电容充满后，电荷量就达到最大值。

我们通过等效电路（图9）来反应动态传热特性的热阻抗。在数据文件中一般会给出热阻抗Zth关于参数Ri和τi（（时间常数）的几组数据，用来计算Zth关于时间的函数关系。τi = Rthi*Cthi，有些数据书会直接给出算好的曲线图，如图10所示。

图9 热阻抗动态等效电路

图10 热阻抗Zth(j-c)的动态响应曲线

Zth和Rth的关系

对于一个给定封装的模块，IGBT热阻抗Zth曲线可以随着不同的芯片面积上下变动，即芯片面积可以改变阻抗的绝对值。热阻和热阻抗是成等比例变动的，因此可以用如下公式来计算不同芯片表面积的热阻抗。

当热量还在芯片和DCB基板中扩散时，带有和没有铜底板模块的热阻抗最初很接近，如图11所示。当时间超过大约100毫秒后，两者的差异随着时间的推移而增大。在1到2秒的时间范围内，因为铜板的热容量，它占有优势。但经过较长时间后，无底板模块因为较小的热阻Rth而占有优势。

图11 有无铜底板的热阻动态响应比较

总结

为了尽可能提高芯片的载流能力，我们不断革新芯片和封装技术。芯片的革新是为了提升性能、功率密度和减少损耗，如最新的SiC，GaN技术大大降低了芯片的损耗，但由于功率密度的提高、芯片面积的减小，其自身的散热能力会变差，这就要求封装技术也要不断的创新以匹配更高性能芯片的需求。除了考虑模块本身热阻的因素，其他如合理的选用和涂抹导热硅脂、优化散热器、机柜和风道的设计等也是系统设计必须要考虑的重要因素。

三、如何计算IGBT的损耗和结温?

IGBT作为电力电子领域的核心元件之一，其结温Tj高低，不仅影响IGBT选型与设计，还会影响IGBT可靠性和寿命。因此，如何计算IGBT的结温Tj，已成为大家普遍关注的焦点。由最基本的计算公式Tj=Ta+Rth(j-a)*Ploss可知，损耗Ploss和热阻Rth(j-a)是Tj计算的关键。

1. IGBT损耗P loss 计算基础知识

图1 IGBT导通损耗和开关损耗示意图

如上图1所示，IGBT的损耗Ploss主要分为导通损耗Pcond和开关损耗Psw两部分。

1.1 IGBT导通损耗Pcond

IGBT的导通损耗Pcond主要与电流Ic、饱和压降Vce和导通时间占空比D有关，如公式1所示：

其中，电流Ic(t)和占空比D(t)都是随时间变化的函数，而IGBT饱和压降Vce(Ic,Tj)，不仅与电流Ic大小，还与IGBT此时结温Tj相关，如下图2所示：

图2 不同温度IGBT饱和压降示意图

为简化计算，先将饱和压降Vce(Ic,Tj)近似为Ic的线性函数Vce(Ic)如公式2所示：

其中，rT为近似曲线的斜率，即∆Vce/∆Ic，VT0为该曲线与X轴的交点电压值。

图3 IGBT饱和压降随不同结温Tj的变化

考虑到Vce与Tj近似线性的关系，如上图3所示，将Tj的影响因子加入公式（2），得到Vce(Ic,Tj)饱和压降的线性函数，如公式（3）、（4）、（5）所示：

其中，TCV和TCr分别为VT0和rT的温度影响因子，可根据25°C和125°C（或150°C）两点温度计算而得。

基于上述思路，我们可以将IGBT的导通损耗Pcond计算出来。

1.2 IGBT开关损耗Psw

IGBT的开关损耗Psw主要与母线电压Vcc、电流Ic、开关频率fsw、结温Tj、门级电阻Rg和回路电感Lce有关，如公式6所示：

其中，Esw_ref为已知参考电压电流、门级电阻、温度Tj和回路电感下的损耗值，Ki为电流折算系数，Kv为电压折算系数，K(Tj)为温度折算系数，K(Rg)和K(Ls)分别为门级电阻和回路电感的折算系数。

通常而言，折算系数Ki、K(Tj)和K(Rg)，可由Datasheet相关曲线直接估算出来，以1200V/600A的半桥模块SEMiX603GB12E4p为例进行分析，如下：

图4 IGBT开关损耗Esw随电流Ic的变化

图5 IGBT开关损耗Esw随结温Tj的变化

由图4所示，该IGBT模块额定电流为600A，取Ki=1.0，在800A（565Arms）电流以下，两者匹配度很好；在800A以上，不常用，属于过流等极端工况。

由图5所示，IGBT的开关Esw与结温Tj之间关系，可用线性函数去拟合，如下公式：

一般IGBT的TCsw约为0.003，以图5的损耗数据为例，也可由两点温度去算TCsw，即：

关于门级电阻Rg的折算系数K(Rg)，是工程师很关心，也很容易忽略的因素。在Datasheet中都会有一组供参考的Rg_ref(Rgon/Rgoff)及其损耗数据Esw，而实际使用的门级阻值Rg_Spec，未必相同，此时如何折算呢？其实，思路也很简单。以图6曲线为例，假定其Datasheet中参考的门级电阻为Rgon/Rgoff=1.5Ω，而实际使用的电阻为Rgon=4Ω和Rgoff=6Ω，则折算系数K(Rg)为：

由此可见，单纯用Datasheet中参考的门级电阻去计算损耗，很可能与实际出入很大。

图6 不同门级电阻对开关损耗的影响

此外，IGBT的母线电压Vcc折算系数Kv相对比较隐晦，无法直接从Datasheet中抓出来；同时，该值也会受到模块和母线杂散电感等其他因素的影响，很难估算，建议进行双脉冲损耗测试。关于IGBT的折算系数Kv，赛米控的取值约在1.3~1.4。图7是，赛米控1700V的SkiiP4智能功率模块(IPM)损耗测试的数据曲线，当Kv取1.0时，与测试数据差距较大；而Kv取1.4时，两者几乎重合。

图7 不同母线电压Vcc与开关损耗Esw关系

最后，就是最容易被忽略的回路电感折算系数K(Ls)。Datasheet相关的损耗数据和曲线的测试，都是建立在模块厂家各自测试平台的回路电感参考值Ls（即模块寄生电感之外的主回路电感，包含功率母排和母线电容等的寄生电感）的基础上，而且门级的参考电阻Rgon/Rgoff也会深受该值的约束，如图8所示。

图8 回路电感Ls与IGBT参考值

此外，由于每个客户的设计和应用场合不同，其回路电感Ls也不尽相同，甚至差异很大。尤其，当实际的回路电感Ls比Datasheet参考值大很多时，不仅影响本身的开关损耗，还会引起电压电流的应力问题；有时为了限制IGBT关断电压尖峰，不得不增加门级电阻Rg，以牺牲开关损耗为代价，去降低IGBT开关速度和电压尖峰。因此，该值的影响很难去做量化评估，只能暂且让K(Ls)=1。但是，在设计初期评估IGBT损耗时，应充分考虑实际设计的回路电感Ls与Datasheet参考值的差异大小，及其带来的损耗计算误差。

至此，IGBT损耗计算的基础知识交待完毕，该损耗算法思路同样适用于FWD，只是上述各个影响因子的系数可能略有差别。

2. IGBT损耗计算举例

第一部分的基础知识，主要分析了某个开关周期中的损耗算法及其影响因子。不同的电力电子拓扑和调制方式，对应不同的损耗计算公式。在此，我们以两电平三相逆变器为例，结合赛米控的IGBT模块产品和官方损耗仿真软件SemiSel，计算IGBT在实际系统中不同工况下的损耗Ploss和结温Tj。

2.1 三相逆变器损耗的SemiSel仿真（典型工况）

图9 三相逆变器拓扑示意图

图10三相逆变器电流电压波形示意图

图9和10是典型的SPWM调制的逆变器波形示意图。基本算法是，先根据损耗公式算出IGBT、FWD的平均损耗Pv(av)，然后以正弦半波函数Pv(t)来近似等效，再乘以热阻抗网络Zth，最终可得到Tj波形的最大值Tj(max)和均值Tj(av)，如图11所示。此外，损耗Pv(t)本身是随Tj而变化的，因此，上述Tj的运算需经过多次迭代完成。

图11从平均损耗Pv(av)到Tj(max)波形示意图

值得一提的是，仅用IGBT平均损耗Pv(av)去计算，得到的平均结温Tj(av)，无法体现实际IGBT结温Tj(t)的波动。在相同的平均损耗Pv(av)时，低频输出（小于10Hz）的结温峰值Tj(max)更高更恶劣，如下图12所示：

图12 Tj(max)随不同输出频率fout的变化

以三相逆变器典型的工况为例，在使用SemiSel进行仿真时，如图13，有几点需要注意：

1) 过载条件的设置：过载倍数、时间、最低输出频率；

2) 门级电阻对开关损耗的影响；

3) 散热条件的设置：开关数量、并联数量、热阻系数；

其中，散热条件的设置，在堵转工况时有所不同。SemiSel仿真结果，见图14所示。

图13 三相逆变器SemiSel仿真注意事项

图14 三相逆变器SemiSel仿真结果

2.2 三相逆变器堵转的SemiSel仿真设置（特殊工况）

无论额定工况还是过载输出，其输出电流都是交变的，全部6个IGBT/FWD在交替导通，即三个半桥模块的损耗比例是1:1:1；而在逆变器堵转时，其输出电流是直流的，类似三个Buck电路在工作，一半的IGBT/FWD在开关，此时，三个半桥的电流比例大约1:0.5:0.5，相当于2个完整的IGBT/FWD。因此，在SemiSel里，除了选择Buck电路来仿真堵转外，散热器的开关数量N和散热器热阻Rth(s-a)的设置，应分别取N=2和Heatsink CF=1.5，如图14所示。

图15 三相逆变在堵转时的散热器参数设置

3. IGBT损耗计算的误差

最后，大家都会问一个同样的问题，与实测相比，损耗计算或者SemiSel仿真误差怎么样？

首先，仿真无法替代实测。其次，仿真有误差，测试其实也有误差，两者应该相互参照。最后，毫无疑问，应以实测为准。另外，如何看待仿真，我觉得需要分阶段来看：在项目初步选型阶段，实测不便，更多的是基于Datasheet进行损耗与结温Tj的计算与评估，此时更看重的是，各家模块在相同的仿真算法框架下的横向性能对比。在选型确定和样品实测阶段，基于实际测试平台，用双脉冲实验，把优化后的损耗数据库，去更新和替代项目初期的Datasheet损耗数据，然后对比分析仿真与实测的差异，不断优化算法的各种影响因子，以达到设计允许的误差和余量要求，最后在微处理器中以代码实现。因此，所谓的误差，是一个动态变化和调整的过程，不能一概而论。

结温及其测量方法

结温，作为电子产品设计与使用中的核心概念，对于确保产品性能、可靠性与稳定性至关重要。

在电子产品设计中，控制芯片温度（结温）是一项至关重要的设计指标。那么，如何定义结温呢？

首先，我们需要了解“结”的概念。在半导体中，结指的是电子传导部分与空穴传导部分之间的跃迁区域，其中最具代表性的是PN结。结温，即这一跃迁区域的温度，假设在整个结中温度分布均匀。基于这一概念，我们可以计算出芯片封装的热阻，进而为设计人员和应用人员提供估算实际工况下芯片温度的依据，从而确保芯片在合适的温度范围内工作。

然而，在实际应用中，芯片通电工作时的结温分布并不均匀，且多数情况下无法直接测量芯片的实际温度。因此，测量所得的芯片温度往往并非精确值。为解决这一问题，我们引入了Tvj（virtual junction temperature）的概念，即虚拟结温，用于表示测量得到的芯片温度，并以此为基础计算芯片封装的热阻。

在半导体器件参数表中，通常会看到两个与结温相关的参数：

1. Tvj(op)（Operating Junction Temperature）：工作结温。这一参数规定了芯片能够安全工作的结温范围。通常情况下，芯片的工作结温范围为-40℃至125℃。随着芯片设计与制造工艺的不断提升，部分芯片的最大工作结温可达150℃。

2. Tvj(max)（Maximum Junction Temperature）：最大结温。这一参数表示IGBT或二极管在连续模式下工作时所能承受的最大结温。

结温监控与管理的重要性：

结温的管理在电子产品的设计、生产和应用过程中都起着至关重要的作用。由于芯片温度的升高可能会导致性能下降、可靠性降低，甚至设备损坏，因此确保结温在允许范围内至关重要。

结温监测技术：

为了有效地控制和管理结温，需要采用先进的结温监测技术。这些技术包括使用温度传感器、热成像仪和其他非接触式温度测量工具来实时跟踪芯片的温度。此外，还有一些更先进的预测性技术，如热模拟和仿真，可以帮助设计师预测在不同工作条件下的结温，从而优化产品设计。

热管理与散热策略：

除了监测，有效的热管理和散热策略也是控制结温的关键。这可能涉及到使用高效的散热片、风扇、液冷或其他冷却技术来确保热量从芯片中有效地散发出去。此外，合理的电路板布局和组件选择也可以提高热效率。

总的来说，结温是电子产品设计与使用中的关键参数。通过有效的监测、热管理和散热策略，我们可以确保芯片在合适的温度范围内工作，从而提高产品的性能、可靠性和稳定性。

接下来我们讲讲结温的测量方法。

1、光学法

光学法是一种通过红外线感应来测量芯片温度的方法。在某些特定的测试需求下，若需深入了解模块内部芯片的实际温度分布情况，且芯片可暴露于空气中时，可采用红外热像仪直接测量芯片温度。尽管这种测量方法的反应速度相对较慢，约为25毫秒，但在满足测量条件的情况下，其精确度仍然较高。进行测量时，需先将模块外壳拆卸，内部灌胶彻底清除，并在测量区域均匀喷涂一层高发射率黑漆，以优化热成像仪对芯片温度的测量效果。然而，对于塑封材料包裹的芯片，由于无法方便去除塑封材料，因此无法使用此方法测量结温。

2、电学法

1） 内置温度传感器（temperature sensor）

为确保对芯片结温的有效监控，芯片设计者在芯片的设计初期便巧妙地集成了温度感应二极管RTD（电阻式温度传感器）。鉴于二极管的正向压降Vf与温度之间存在线性关联，因此，通过简单地监控RTD的Vf变化，便能够实现对芯片结温的精确且方便的间接监测。

该芯片制造工艺采用此种方法，其制程相对复杂，且需增设引脚以输出温度传感器的信号，因此成本有所提升，并在一定程度上牺牲了芯片的有效面积。另外，RTD的设计位置至关重要，若其位置不当，则无法精准反映芯片的实际温度。如图中所示，为某双面水冷模块中IGBT的温度分布图。观察可知，芯片的最大结温位于芯片的右上部。若将温度传感器设计于芯片中心位置，则其测得的温度将远低于芯片实际的最大结温，从而难以准确反映芯片的真实温度状况。因此，为确保温度测量的准确性，需对RTD的设计位置进行严谨考量。

2） 温度敏感参数TSP(temperature sensitive parameter)通过监测芯片的温度敏感参数，此种方法能够间接测定芯片的结温。这种方法既无需变动封装设计，亦不受封装形式的制约，因而能实时快速地测量芯片结温，成为业界广泛采纳的结温测量手段。二极管作为温度传感器表现卓越，仅需通过微小正向电流，其结温与正向压降便展现出高度线性相关性。设相关系数为K，则可通过此关系进行精确测量。

∆Tj=K×∆Vf

我们可以通过实验校正来得到K，从而可以通过测量Vf来间接得到Tj。

I、K值校准：将待测模块置于恒温箱内，该恒温箱具备精确的温度控制能力。随后，向待测芯片施加正向导通电流Im，该电流的具体数值并非固定，而是需根据芯片尺寸及类型等因素进行相应调整。常用的Im值包括0.1mA、1mA、5mA和10mA等。

接下来，调整恒温箱的温度，其范围通常从室温至约150摄氏度。每调整一次温度值后，需等待恒温箱内部模块及芯片的温度达到稳定状态。此后，记录对应的Vf值。重复这一过程，最终可以获取芯片温度与Vf之间的线性关系。附图展示了通过实验测得的Tj与Vf之间的曲线关系。

经过推导，我们得到了一个关系式：

Tj = -431.6 × Vf + 276.6。

通过此关系式，我们可以利用对Vf的测量来间接推算出Tj的值。先前，我们引入了Tvj的概念，将利用此方法测量得出的结温定义为Tvj。然而，需要明确的是，这一测量方法的适用前提是芯片温度分布均匀。在实际应用中，芯片的温度分布通常呈现梯度特性，因此测量得出的Tvj并不等同于芯片的实际温度，也并非芯片温度的平均值。一般情况下，Tvj的值会介于芯片温度的平均值与最大值之间，并随实际情况的变化而波动。为更直观地理解这一关系，我们绘制了两种不同功率密度情况下芯片实际温度与Tvj之间的对比图。

ii结温测量经过本次测试所获得的结温数据，主要用于计算模块的稳态热阻（Rthjx）与瞬态热阻（Zthjx）。为确保测量准确性，我们采用了特定的结温测量电路。具体操作流程如下：首先，向被测元件施加较大的电流IH，使其因自身功耗而产生热量。随后，立即切断IH电流，并紧接着施加温度测试电流IM，同时收集相关的Vf数据。最终，通过这些数据转换得到准确的结温Tvj。

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